1 引言
微通道板（MicroChannel Plate，MCP）選通分幅相機(jī)具有皮秒量級的時間分辨能力和二維空間分辨能力，是慣性約束聚變（Inertial ConfinementFusion，ICF）中的重要診斷工具[1~4]。ICF 聚變?nèi)紵A段，需要使用時間分辨率優(yōu)于 30 ps 的分幅相機(jī)對等離子體進(jìn)行診斷。MCP 選通分幅相機(jī)在使用薄 MCP 的情況下，時間分辨率可達(dá)到 35 ps，但同時帶來了增益差、信噪比低等缺點(diǎn)，無法滿足測量需求[5,6]。2010 年，LawrenceLivermoreNationalLaboratory（LLNL）將電子束時間展寬技術(shù)與 MCP選通分幅相機(jī)相結(jié)合，成功研制了時間分辨率為5 ps 的展寬型分幅相機(jī)[7]。展寬型分幅相機(jī)在 MCP選通分幅相機(jī)的基礎(chǔ)上，加入了信號時間放大環(huán)節(jié)。時間放大過程：在微帶陰極和陽極柵網(wǎng)間施加逐漸減小的時變電場，使先出射的光電子具有更高的速度。在陽極柵網(wǎng)和 MCP 變像管之間有一段真空漂移區(qū)，電子束團(tuán)通過該區(qū)域的過程可視為勻速運(yùn)動。電子間存在速度差，因此，通過漂移區(qū)的渡越時間不同。在通過漂移區(qū)后，電子束團(tuán)的時間寬度為原始時間寬度與*大渡越時間差之和，即電子束的時間寬度被展寬。*后，展寬后的電子束團(tuán)被MCP 變像管采集成像。為了提高空間分辨率，需要使用長磁透鏡在漂移區(qū)產(chǎn)生強(qiáng)磁場，減小電子束的徑向擴(kuò)散[8]。長磁透鏡無法在大電流環(huán)境下長時間工作，否則會產(chǎn)生大量焦耳熱。因此，需要使用電流脈沖對長磁透鏡進(jìn)行激勵。
脈沖的產(chǎn)生方式主要有傳輸線、直線型變壓器驅(qū)動源（Linear Transformer Driver，LTD）、磁開關(guān)壓縮、Marx 電路等，不同形式的脈沖發(fā)生器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖 1 所示。傳輸線型脈沖發(fā)生器利用傳輸線進(jìn)行儲能，通過傳輸線中的波過程形成方波高壓脈沖，輸出脈沖的寬度由傳輸線長度決定[9]。LTD 型脈沖發(fā)生器具有模塊化的特點(diǎn)。LTD 模塊產(chǎn)生的脈沖，通過變壓器的感應(yīng)作用同步傳輸?shù)酱渭壚@組上，并利用次級繞組串聯(lián)的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)疊加輸出[10]。磁開關(guān)壓縮型脈沖發(fā)生器中，關(guān)鍵點(diǎn)為配合電容充放電時間和磁開關(guān)非飽和時間，使磁開關(guān)在前**電容完成充電時飽和導(dǎo)通，利用各級電容的充放電時間差異實現(xiàn)脈沖壓縮[11]。Marx 型脈沖發(fā)生器多以電容器作為儲能元件，通過控制級間轉(zhuǎn)換開關(guān)的狀態(tài)，實現(xiàn)并聯(lián)充電回路和串聯(lián)放電回路之間的切換，從而得到大幅值電壓脈沖[12]。
本文設(shè)計了電流脈沖發(fā)生器，研究了電路參數(shù)對輸出電流脈沖的影響，并模擬了電流脈沖應(yīng)用于長磁透鏡時獲得的相機(jī)空間分辨率。
2 脈沖電流模擬結(jié)果與分析
2.1 電路結(jié)構(gòu)與原理
采用串并聯(lián) Marx 電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行電流脈沖發(fā)生器設(shè)計，電路結(jié)構(gòu)如圖 2 所示。電路使用型號為TN5050H-12WY 的晶閘管作為開關(guān)元件，可通過小功率信號控制電路導(dǎo)通。利用晶閘管的電流觸發(fā)特性，將次級晶閘管的門極通過限流電阻接地，使次級晶閘管可在陰極電勢變化時自動導(dǎo)通，省去了次級晶閘管的驅(qū)動電路設(shè)計，壓縮了電路體積與成本。
以**條支路為例，電路導(dǎo)通過程如下：電路充電電壓為 HV，充電過程中，晶閘管關(guān)斷，各級儲能電容并聯(lián)充電。當(dāng)觸發(fā)信號到來時，晶閘管 S11先導(dǎo)通。S11 導(dǎo)通后，S11 陽極和陰極間電勢差降為0 V，第**儲能電容 C11的上極板電位下降至 0 V，下極板電位因感應(yīng)降為 ?HV，**級晶閘管 S12的
門極和陰極間產(chǎn)生電勢差，從而產(chǎn)生導(dǎo)通電流，使晶閘管 S12 導(dǎo)通。晶閘管 S12 導(dǎo)通后，同樣會導(dǎo)致**級儲能電容 C12 的下極板處于負(fù)電位，從而產(chǎn)生電勢差，形成導(dǎo)通電流，使晶閘管 S13 導(dǎo)通。同理，晶閘管 S14 會在 S13 導(dǎo)通后自動導(dǎo)通。R11~R17 為隔離電阻，在設(shè)計時選用較大阻值的電阻，所在支路可視為斷路。晶閘管 S11~S14 全部導(dǎo)通后，晶閘管、儲能電容、負(fù)載構(gòu)成放電回路，儲能電容 C11~C14 串聯(lián)放電，產(chǎn)生幅值為 ?4HV的電壓脈沖，從而在負(fù)載上形成電流脈沖。
其余支路的導(dǎo)通過程與**條支路一致，觸發(fā)信號同時作用于各條支路上第**晶閘管的門極，各條支路的次級晶閘管依次導(dǎo)通。同一條支路的儲能電容串聯(lián)后，與其他支路并聯(lián)，共同對負(fù)載放電。
2.2 充電電壓與電流脈沖關(guān)系
使用 Proteus 軟件，搭建單路四級串聯(lián) Marx 仿真電路如圖 3 所示。其中，充電電壓為 500 V，儲能電容為 2 200 μF，負(fù)載為磁透鏡等效電阻 6 Ω 和等效電感 31.5 mH，級間隔離電阻值為 5 kΩ，次級晶閘管的門極通過 1 kΩ 的限流電阻接地。
改變充電電壓，得到電流脈沖的峰值電流和半高寬（Full Width at Half Maximum，F(xiàn)WHM）變化曲線如圖 4 所示。當(dāng)充電電壓增大時，輸出的脈沖峰值電流增大，且儲能電容越大，電流增長曲線斜率越大，即峰值電流增長速率越快。同一儲能電容條件下，充電電壓增大時，電流脈沖半高寬幾乎不變。儲能電容越大，得到的電流脈沖平均半高寬越大。這是因為回路放電時間主要由儲能電容值與放電負(fù)載決定，充電電壓增大并未改變放電回路參數(shù)，故改變充電電壓不影響脈沖半高寬。而在放電時間確定的情況下，充電電壓增大導(dǎo)致電容存儲電荷量增大，從而導(dǎo)致單位時間釋放的電荷量增多，即脈沖峰值電流增大。
2.3 儲能電容與電流脈沖關(guān)系
以磁透鏡等效電阻 6 Ω 和等效電感 31.5 mH 為負(fù)載，改變儲能電容大小，得到脈沖峰值電流和半高寬的變化曲線，如圖 5 所示。由圖 5（a）可知，充電電壓一定時，儲能電容值越大，脈沖峰值電流越大。在 100~300 μF 區(qū)間內(nèi)，峰值電流的平均增長率為 60.73%；在 2 000 ~ 2 200 μF 區(qū)間內(nèi)，平均增
長率為 2.89%。由此可知，峰值電流的增長率在逐漸減小，通過提高儲能電容值來增大脈沖峰值電流的方式有局限。觀察圖 5（b）可知，脈沖半高寬隨
儲能電容值的增大而增大，半高寬增長率同樣逐漸減小。不同充電電壓的半高寬變化曲線基本重合，進(jìn)一步證明充電電壓與脈沖半高寬無關(guān)。
2.4 負(fù)載與電流脈沖關(guān)系
在充電電壓 500 V，儲能電容 2 200 μF 的條件下，分別改變負(fù)載電阻與負(fù)載電感，得到不同的電感與電阻組合，以此代表不同規(guī)格磁透鏡的阻抗特性。測量不同規(guī)格磁透鏡作為負(fù)載時的脈沖峰值電流和半高寬，得到變化曲線，如圖 6 所示。由圖 6（a）可知，負(fù)載電阻和負(fù)載電感增大時，峰值電流均會減小，且減小幅度逐漸變小。其中，負(fù)載電阻對峰值電流的影響程度更大。在圖 6（b）中，負(fù)載電阻和負(fù)載電感的增大，均會引起脈沖半高寬的增大，且增長趨勢逐漸變緩。其中，負(fù)載電感對脈沖半高寬的影響更大。
2.5 串聯(lián)級數(shù)與電流脈沖關(guān)系
在單路 Marx 電路中，充電電壓為 500 V，儲能電容為 2 200 μF，負(fù)載為兩種規(guī)格的磁透鏡的等效電阻和等效電感，分別為 6 Ω 電阻和 31.5 mH 電感、
3.7 Ω 電阻和 4.54 mH 電感。改變串聯(lián)級數(shù)，得到脈沖峰值電流和半高寬的變化曲線，如圖 7 所示。由圖 7（a）可知，串聯(lián)級數(shù)越多，輸出的脈沖峰值
電流越大。負(fù)載為 3.7 Ω 電阻和 4.54 mH 電感時，增加**串聯(lián)支路，得到的輸出峰值電流*大增長幅度為 80 A，隨著串聯(lián)級數(shù)增加，增長幅度逐漸減
小至 21 A。負(fù)載為 6 Ω 電阻和 31.5 mH 電感時，*大增長幅度為 37.6 A，并逐漸減小至 7 A。這是因為串聯(lián)級數(shù)增加時，脈沖發(fā)生器內(nèi)阻增大，導(dǎo)致輸
出的電壓脈沖峰值無法像理論值一樣呈倍數(shù)增加，從而導(dǎo)致輸出峰值電流的增量逐漸減小。當(dāng)串聯(lián)級數(shù)為 9 時，增加級數(shù)得到的電流增長率小于 5%。
此時，串聯(lián)級數(shù)的增加對于輸出電流峰值影響較小。此外，電流*大增長幅度隨負(fù)載的增大而減小。由圖 7（b）可知，串聯(lián)級數(shù)增加時，電流脈沖半高
寬減小，且變化曲線趨于平緩，這是因為放電回路的等效電容隨串聯(lián)級數(shù)的增加而減小。
2.6 并聯(lián)級數(shù)與電流脈沖關(guān)系
在充電電壓 500 V，儲能電容 2 200 μF，四級串聯(lián)條件下，分別以三種規(guī)格的磁透鏡的等效電阻和電感作為負(fù)載，改變并聯(lián)級數(shù)，得到脈沖峰值電流和半高寬的變化曲線，如圖 8 所示。由圖 8（a）可知，并聯(lián)級數(shù)的增加時，不同負(fù)載組合的峰值電流曲線均呈現(xiàn)先增后減的變化趨勢。負(fù)載越小，曲線變化波動越大。這是因為并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)減小了Marx 電路的阻抗。充電完成時，儲能電容兩端的電壓減小，使得輸出的電壓脈沖峰值減小，從而導(dǎo)致每一路 Marx 電路的輸出電流減小[13]，如圖 9 所示。電路輸出電流為每一路 Marx 電路輸出電流和并聯(lián)級數(shù)的乘積，并聯(lián)級數(shù)增加的同時，單路 Marx 電路輸出的電流減小，導(dǎo)致輸出的峰值電流呈先增后減的變化趨勢。由圖 8（b）可知，并聯(lián)級數(shù)越大，電流脈沖半高寬越大。這是因為并聯(lián)級數(shù)增加導(dǎo)致放電回路的等效電容增大，與增大儲能電容值對脈沖半高寬的影響效果一致。并聯(lián)級數(shù)增加時，負(fù)載越大，脈沖半高寬變化曲線的斜率越大。
